无论问题是由辐射还是传导发射引起的 ，充电器都必须符合已发布的强制性电磁兼容性(EMC) 标准 。这些标准还包括对主电源谐波发射和“闪烁”的限制 ，以及对规定水平的磁场 、电场和电磁场的抗扰性；线路浪涌和瞬态；以及静电放电 。全球使用的标准为 IEC 61000 系列 。

您应该期望看到的滤波

充电器的设计者还有什么可以做得更好？首先看传导发射 ，该产品作为开关模式电源 ，可以产生线对线差模 (DM) 和线对地共模 (CM) 噪声（图 1） 。DM 输入噪声通过线对线“X”电容器和串联电感器衰减 ，因此 ，在尺寸和成本限制范围内 ，可以轻松将足够高的元器件值降至较低水平 。设计者通常试图将电容值保持在 100 nF 以下；然而 ，如上所述 ，元器件必须在规定的时间内放电到安全电压 ，从而强制增加并联电阻 。此外 ，如果永久留在电路中 ，电阻器的恒定泄漏电流可能会使符合待机和空载损耗标准成为问题 。尽管电感器的值可以很高 ，但它们通过最大交流运行电流；因此 ，为了避免饱和 ，这些值有时必须实际上很高 。在这方面 ，铁粉或气隙铁氧体类型就是典型的例子 。

图 1 ：AC/DC 转换器输入端的差模和共模噪声

虽然对 DM 噪声没有直接的法定限制 ，但对 CM 噪声有限制 ，并且 CM 的典型测试方法使用线路阻抗稳定网络 (LISN) ，符合多媒体设备的 CISPR 32 等所要求的标准 。然而 ，LISN 也记录了一半的 DM 噪声 ，因此有充分的理由对其进行衰减 。来自线路和中性点接地的 CM 噪声往往以电流源的形式进入 LISN 的低 50 ohm 阻抗 ，而来自线路或中性点接地的“Y”型电容器提供了一个局部回流路径 ，因此噪声不会在外部循环 ，从而记录在 LISN 中 。然后 ，每条电源线上有一个耦合绕组的 CM 扼流圈 ，作为转换器和电源之间的屏障 。它可以使用高磁导率无气隙铁氧体 ，因为绕组与相位相关 ，所以运行电流会磁性抵消 ，为 CM 噪声元件留下高阻抗 。CM 扼流圈可以通过控制绕组之间的泄漏电感进行缠绕 ，从而产生 DM 和 CM 衰减的组合 。

瞬态滤波水平取决于安装过电压类别

除了衰减发射 ，AC/DC 输入滤波器还提供了对输入过电压的抗扰性 ，这些过电压可以是高电压 、低能瞬变和突发 ，也可以是低电压的浪涌 。观察到的水平取决于 I 至 IV 级（严重程度不断增加）的安装过电压类别 (OVC)（表 1） 。

表 1 ：过电压类别的定义

充电器应至少符合 OVC II 标准 ，这通常需要添加输入瞬态抑制器元器件 ，如压敏电阻 (VDR) 。相反 ，如果是 OVC IV ，您会看到高能额定 VDR ，可能还有多个气体放电管 。

此外 ，如果对充电器进行了是否符合欧盟 EMC 指令的评估（如其 CE 标志所示） ，则充电器还必须不受特定水平的外加电场 、磁场和 RF 场以及静电放电 (ESD) 的影响 。此处输入滤波不是解决方案 ，但良好的内部布局和设计实践通常也有助于满足发射限制 。

设计从“集总”元器件开始

任何开关模式转换器设计都可以从所选拓扑中的集总元器件开始 ，并计算一阶性能 。但是 ，如果考虑到 EMC 因素 ，则必须使用“真实”而非“理想”元器件（图 2） 。元器件的高阶或“寄生”特性通常会导致EMC 问题 。例如 ，这些可能是对地杂散电容导致 CM 噪声电流 ，或者是连接的串联电感导致辐射 。甚至图 2 中描述的真实元器件也很简单 。通常 ，寄生值是非线性的 ，例如电容器 ESR 随频率剧烈变化 。此外 ，一些寄生现象的特征存在不连续性 。例如 ，MOSFET 总输入电容根据开关状态在有效值之间交替变化 。

图 2 ：一阶的“理想”元器件及其“真实”等同物

除了直流电阻（仅随温度变化）之外 ，即使是电线和轨道连接也具有随频率和材料变化的交流电阻 。这是由于固有电感和导体中心涡流抵消引起的“趋肤效应” 。根据经验 ，频率为 f 的电流在铜导体中传播的深度为 δ = 66/√f（图 3） 。例如 ，在 100 kHz 下直径为 0.4 mm 的电线应不会出现趋肤效应 。在大多数情况下 ，这是一个极其近似的值 ，但 δ 实际上是电流下降到 1/e 或总电流的 37%（非零）的深度 ，严格适用于正弦波（而不是转换器设计中经常观察到的复杂交流波形） 。

图 3 ：由于“趋肤效应", 交流电流集中在导体外表薄层, 这取决于材料和频率 。

局部耦合效应

导致 EMC 问题的两个主要不利影响是信号的电感和电容耦合 ，这会导致传导和/或最终辐射发射 。来自电流阶跃的感应电压被量化为 E = -L.di/dt 。现代转换器设计可以产生 1000 A/µs 的电流边沿速率；因此 ，只有 10 nH 可以产生 10 V 电压尖峰 。这种电感只有几毫米的走线或布线 。

同样 ，电流是通过杂散电容感应的 I = C.dV/dt ，电压边沿速率可以达到 50 kV/µs ，仅通过 10 pF 就产生 500 mA 的位移电流 ，这是变压器隔离电容的典型值 。

这些指的是电流和电压脉冲 。波形的基频和低次谐波的稳定 RMS 值要小得多 ，并且是频谱分析中 EMC 发射评估中记录的值 。RMS 值可以从开关波形的傅立叶分析中获得 ，然后从简单的阻抗计算（例如 ，E = 2πfL.i 或 V = i/2πfC）中获得这些频率下的电流和电压 。谐振转换器使计算更加简单 。

近场和远场效应

在距离源很近的地方 ，很难量化场的影响 。正如腾博会官网已经看到的 ，改变电场或“E”场会通过杂散电容在导体中感应出位移电流 ，而改变磁场或“H”场会在导体中感应出电压 。这是在“近场”中 ，距离源 r 处的效应按比例减少到 1/r2 或 1/r3 。在更远的“远场”中 ，这些效应转化为组合电磁 (EM) 辐射 ，以 1/r 的速率下降 。这是通过假设辐射是全向的而得出的结论 。近场和远场之间的边界取决于源的物理尺寸 D 和波长 λ ，尽管可以近似为 ：

对于源尺寸 <λ ，r = λ/2π

对于源尺寸 >λ ，r = 2D2/λ

关于典型的功率转换器基本开关频率 ，源尺寸肯定小于波长 ，并且 r 在几十米的范围内；因此 ，所有的局部效应都是近场效应 。在高次谐波水平 ，例如在 GHz 量级 ，对于毫米大小量级的源 ，边界在毫米范围内 。EM 辐射标准反映了这一点 ，规定的限值通常最高为 1 GHz ，在相对较短的固定距离处测量 。

电流耦合所起的作用

不必要的耦合可以是简单的电流耦合 ，即来自源的电流在连接中流动 ，并降低过高的电压 ，或者与其他电流路径混合产生“串扰” 。PCB 走线通常是罪魁祸首 ，并可能产生显著的直流电阻 ：35 µm (1oz) 厚的铜片 ，长 10 mm ，宽 1 mm ，在 25°C 时电阻接近 5 mΩ ，在 85°C 时电阻上升到 6 mΩ 。电流流经该电阻时产生的压降会叠加到流经同一连接的任何其他功率或信号电流上 ，从而可能导致干扰 。走线对交流的阻抗更复杂 ，取决于与相邻走线 、接地层和其他元器件的距离 。例如 ，如图 4 所示 ，在材料相对介电常数为 εr ，间隔为 H 的接地层或简单微带线上 ，宽度为 W 、厚度为 t的走线具有以下特性阻抗 Z0 ：

图 4 ：具有特性阻抗 Z0 的 PCB

对于典型的 PCB ，εr = 4 ，H = 0.76 mm ，T = 35 μm；因此 ，1 mm 宽的铜质走线将具有大约 65 ohm 的特性阻抗 Z0 。该值非常重要 ，因为该值与走线中高频电流的拉电流和灌电流阻抗之间的任何不匹配都会导致开关边沿出现振铃现象 。

过孔也并不完美

层之间的过孔也可以通过其寄生效应予以表征 。如图 5 所示 ，如果外径为 D ，内径为 d ，未填充 ，长度为 T ，则电感如下 ：

L = 2T(ln(4T/d) + 1)nH

同时 ，电容如下 ：

图 5 ：过孔尺寸

对于典型的未填充过孔 ，这些值分别为 1.2 nH 和 0.33 pF 。此外 ，直流电阻约为 0.5 mΩ ，而热阻约为 100°C/W 。

有时 ，不可能理想地分离转换器功率路径中的电流 。如图 6 所示 ，经典降压拓扑就是这样一个例子 ，其中公共接地点的“星形”连接为最佳连接 ，但由于电路的能量存储和释放阶段有多个电流回路 ，因此其位置无法达到最佳 。此外 ，反馈信号的最佳公共接地点不一定与功率路径相同 。

图 6 ：带星点接地的 DC/DC 降压转换器 ，实现最佳折中 。